Высококачественный предварительный усилитель NATALY

Принципиальная схема, описание, печатная плата

Данный предварительный усилитель служит для тембровой коррекции и тонкомпенсации при регулировании громкости. Возможно использование для подключения наушников.

Для высококачественного тракта, имеющего в своём составе УМЗЧ с нелинейными и интермодуляционными искажениями порядка 0,001% становятся важны и остальные ступени, которые должны позволять полностью реализовать заложенный потенциал. В настоящее время известны много вариантов реализации высоких параметров, в том числе и на ОУ. Причиной разработки своего варианта предварительного усилителя стали следующие факторы:

При сборке предусилителя на ОУ порог его выходного напряжения, а следовательно - перегрузочная способность – целиком определяются напряжением питания ОУ, и в случае питания от +\-15В не может быть выше этого напряжения.
Результаты субъективных экспертиз предусилителей на ОУ в чистом виде (без выходных повторителей) и с таковыми, например, на основе параллельного усилителя – показывают предпочтение слушателей схеме ОУ+повторитель, при практически идентичных параметрах «с точки зрения Кг», это объясняется сужением спектра искажений ОУ при работе на высокоомную нагрузку и работе его выходного каскада без захода в режим АВ, дающий коммутационные искажения, практически ниже уровня чувствительности приборов (Кг ОУ ОРА134, например – 0,00008%), но хорошо заметных при прослушивании. Именно поэтому, а также по ряду других причин слушатели чётко выделяют предусилитель с выходным каскадом на транзисторах.
Известное схемное решение, содержащее интегральный повторитель на основе параллельного усилителя BUF634 довольно дорогостояще (цена буфера не менее 500 руб), хотя внутренняя схема буфера может быть легко реализована на дискрете – за гораздо более вменяемую сумму.
Усилители, в которых ОУ работает в малосигнальном режиме, показывают высокие характеристики, но по результатам прослушиваний проигрывают. Кроме того, они очень критичны к настройке и требуют как минимум, генератора меандра и широкополосного осциллографа. И всё это при явно худших субъективных результатах.

Недостаток выходного напряжения при схеме ПУ (ОУ + буфер) может быть устранён при реализации в буфере усиления по напряжению, а глубокая местная ООС устраняет искажения. Достаточно высокий начальный ток покоя в выходных транзисторах буфера гарантирует его работу без характерных для двухтактных структур в режиме АВ искажений. Наличие всего двукратного усиления напряжения позволяет добиться повышения перегрузочной способности на 6 дБ, а при трёхкратном – эта цифра становится равной 9 дБ. При работе буфера от источника питания +\-30В размах его выходного напряжения получается 58 вольт от пика до пика. Если же буфер запитать от +\-45В – то выходное напряжение от пика до пика может составить порядка 87В. Такой запас благоприятно отразится при прослушивании виниловых дисков, имеющих характерные особенности в виде щелчков от пыли.
Двухкаскадная реализация предварительного усилителя связана с тем, что темброблок вносит ослабление в сигнал до 10…12 дБ. Конечно, можно компенсировать это путём увеличения усиления второго каскада, но, как показывает практика, на темброблок лучше подавать как можно большее напряжение – это увеличивает отношение сигнал\шум. Кроме того, довольно часто встречаются диски, записанные с большим пик-фактором (громкие пики и довольно низкая средняя громкость). Это не недостаток сведения, скорее, наоборот, потому как звукорежиссёры зачастую злоупотребляют компрессором, пытаясь уместить в диапазон компакт-диска все ступени громкости звука. Но нельзя делать вид, что таких записей не существует. Слушатель при этом добавляет громкость. Таким образом, и второй каскад должен обладать не меньшей перегрузочной способностью, кроме того, он должен обладать малым собственным шумом, высоким входным сопротивлением и способностью без искажений пропускать реальный сигнал после темброблока, в котором крайние частоты звукового диапазона идут с наибольшим подъемом. Дополнительным требованием является линейная АЧХ при отключении темброблока, ровная ПХ при тестировании меандром и субъективная незаметность ПУ в тракте.

В качестве темброблока использован хорошо себя зарекомендовавший темброблок Матюшкина. Он имеет 4хступенчатую регулировку НЧ и плавную регулировку ВЧ, а его АЧХ хорошо соответствует слуховому восприятию, во всяком случае, классический мостовой ТБ, (который тоже может быть применён), слушателями оценивается ниже. Реле позволяет при необходимости отключить всякую частотную коррекцию в тракте, уровень выходного сигнала настраивается подстроечным резистором по равенству усиления на частоте 1000 Гц в режиме с ТБ и при обходе.
Регулятор баланса встроен в ООС второго каскада и особенностей не имеет.
Малое напряжение смещения у ОРА134 (в практике автора на выходе второго каскада не более 1 мВ) позволяет исключить переходные конденсаторы в тракте, оставив лишь один – на входе ПУ, потому как неизвестен уровень постоянного напряжения на выходе источника сигнала. И, хотя на выходе второго каскада на схеме указаны конденсаторы 4,7мкФ+2200 пФ – при уровне смещения нуля около милливольта и менее – их можно смело исключить, закоротив. Это положит конец спорам о влиянии конденсаторов в тракте на звук – наиболее радикальным методом.

Расчётные характеристики:

Кг в диапазоне частот от 20 Гц до 20 кГц - менее 0,001% (типовое значение порядка 0,0005%)
Номинальное входное напряжение, В 0,775
Перегрузочная способность в режиме обхода темброблока - не менее 20 дБ.
Минимальное сопротивление нагрузки, при котором гарантируется работа выходного каскада в режиме А - при максимальном размахе выходного напряжения "от пика до пика" 58В 1,5 кОм.

При использовании предварительного усилителя только с проигрывателями СД допустимо снижение напряжения питания буфера до +\-15В потому как диапазон выходного напряжения таких источников сигнала заведомо ограничен сверху, на параметрах это не отразится.
Налаживание предварительного усилителя следует начинать с проверки режимов по постоянному току выходных транзисторов буферов. По падению напряжения в цепях их эмиттеров устанавливают ток покоя – для первого каскада около 20 мА, для второго – 20..25 мА. При использовании небольших теплоотводов, которые при +\-30В становятся обязательными – можно, ориентируясь по ситуации с температурой - ток покоя увеличить еще немного.
Подбор тока покоя лучше всего выполнять резисторами в эмиттерах первых двух транзисторов буфера. При малом токе-увеличить сопротивления, при большом – уменьшить. Изменять нужно одинаково оба резистора.
При установленном токе покоя далее ставим регуляторы ТБ в положение, соответствующее максимально плоской АЧХ, и, подав на вход сигнал 1000 Гц с номинальным напряжением 0,775В – замеряем напряжение на выходе второго буфера. Затем включаем режим обхода и подстроечным резистором добиваемся той же амплитуды, что и с ТБ.
На завершающей стадии подключаем регулятор стереобаланса, проверяем на отсутствие разных форм неустойчивости (автор с такой проблемой не столкнулся) и проводим прослушивание. Настройка ТБ Матюшкина хорошо освещена в статье автора и здесь не рассматривается.
Для питания предусилителя рекомендуется стабилизированный источник питания, с независимыми обмотками для ПУ и релейной коммутации. Технически требования к питанию ничего нового не представляют. Основное – малый уровень СЧ и ВЧ шумов, с подавлением по питанию которых ситуация у ОУ известна. Про уровень пульсаций - он не должен превышать 0,5 – 1мВ.

Полный комплект плат состоит из двух каналов ПУ, РТ Матюшкина (одна плата на оба канала) и блока питания. Печатные платы разработаны Владимиром Лепёхиным.

Двухсторонняя печатная плата Предварительного усилителя:

УВЕЛИЧИТЬ

Печатная плата для ТБ Матюшкина с релейным переключением:

УВЕЛИЧИТЬ Схема стабильна.Пульсаций напряжения на выходе не заметно, измерения проводил на осциллографе в режиме 0,01дел./вольт(у моего это минимальный предел).

УВЕЛИЧИТЬ

Результаты измерений:

На ОРА134 (только первое звено из двух), питание - одноступенчатое, +\-15В:

Кни(1 кГц).......................... -98дБ (около 0.0003%)
Ким(50Гц+7кГц).................менее -98дБ (около 0,0003%)

На ОРА132 (оба звена), полная версия, питание двухступенчатое:

Кни (1кГц).......................... -100дБ (около 0,00025%)
Ким (19кГц+20кГц)................... -96дБ (около 0,0003%)

В случае самовозбуждения каскадов на ВЧ следует параллельно резисторам R28, R88 и комплементарным им в другом канале запаять слюдяные корректирующие конденсаторы ёмкостью от 100 до 470пФ. Такое было обнаружено при использовании транзисторов ВС546\ВС556 + 2SA1837\2SC4793.

Во вложениях можно скачать все файлы схем и печатных плат в форматах SPlan 6.0 и SL 5.0 соответственно,

Для высококачественного воспроизведения звуковых программ вид сквозной АЧХ всего тракта, пожалуй, не менее важен для слухового восприятия, чем малый коэффициент нелинейных искажений. Неудачный выбор положений движков регулятора тембра (РТ) может сделать звучание настолько неприятным, что не захочется слушать аппаратуру даже экстракласса с минимальными собственными искажениями других видов. Незаменимым устройством является эквалайзер, которым можно корректировать недостатки акустики помещения, неравномерность АЧХ громкоговорителей и других звеньев, т.е., собственно, выравнивать суммарную АЧХ, а не регулировать тембр. Спектральную обработку в соответствии с индивидуальными особенностями слуха и художественным вкусом слушателя, а также при переходе от одной фонограммы к другой с иным тональным балансом, обычно определяемую как "прибавить басов" или "убрать высокие", следует проводить специально предназначенным для этого РТ, чаще всего двухполосным.

Можно было бы в качестве РТ использовать другой эквалайзер, но это расточительно и неудобно, так как требует (если он многополосный) согласованного перемещения многих движков в соседних частотных полосах. Если же полос немного (3-5), то правильного закона регулирования добиться практически невозможно.

В силу сказанного, РТ должен вызывать к себе не меньшее внимание разработчиков, чем другие узлы аппаратуры. Однако применяемые в настоящее время РТ построены на основе несложных частотно-зависимых цепочек, которые позволяют получать в большинстве случаев только асимптотически логарифмические АЧХ (ЛАЧХ) простейшего вида или близкие к ним. Не изменяет положения регулирование частот перехода и ограничение глубины регулирования тембра.

Для обеспечения естественности звуковоспроизведения существующие схемы РТ мало пригодны. Они "хороши" только при нейтральных положениях регуляторов, когда их влияние на АЧХ исчезает. Об этом свидетельствует большое разнообразие применяемых вариантов РТ (очевидно, из-за неудовлетворенности от работы известных конструкций).

Далее предполагается, что суммарная АЧХ системы звукоусиления, включая акустические системы в конкретном помещении, скорректирована эквалайзером так, что практически не имеет неравномерностей. Необходимость применения РТ при этом вызывается упомянутыми индивидуальным вкусом слушателя и особенностями фонограммы. Рассмотрим, каким требованиям должен удовлетворять РТ для обеспечения максимальной естественности звучания.

Исходим из физиологических особенностей человеческого слуха, учитывая, что громкость звучания зависит не только от уровня звукового давления (УЗД), но и от тембра сигналов.

За основу возьмем известные кривые равной громкости по стандарту DIN-45650, 1966 , приведенные на рис.1,а. Исходя из них, можно построить АЧХ органа слуха -зависимость субъективно ощущаемого уровня громкости (УГ) от частоты сигнала для некоторого уровня звукового давления L. Например, при L=75 дБ, проведя параллельно оси абсцисс прямую, получим ее пересечения с различными изофонами. В этих точках УГ такой же, как и на частоте 1 кГц той же изофоны. Из каждой точки пересечения проводим вертикаль до уровня, равного УГ (в фонах) той же изофоны (УЗД этой изофоны на частоте 1 кГц). Совокупность полученных точек и дает искомую АЧХ для L=75 дБ. Семейство АЧХ органа слуха при различных L показано на рис.1,6.

Входным сигналом для органа слуха являются звуковые колебания, а результат - ощущение громкости и высоты тона. В связи с этим удобно использовать следующую модель слуха, чисто формальную, но полезную для наших целей. Представим орган слуха в виде последовательности акустического фильтра (АФ), в котором сосредоточены частотные свойства слуха, и некоего частотно-независимого преобразователя звукового давления (ЗД) в ощущение громкости. Тогда семейство АЧХ акустического фильтра точно совпадает с рис.1,б, только по оси ординат отложен не УГ в фонах, а УЗД на выходе АФ в децибелах. Преобразователю остается перевести УЗД в децибелах в УГ в фонах в соотношении один к одному. Результирующая АЧХ системы фильтр-преобразователь идентична показанной на рис.1,б. В такой модели удобно рассматривать интересующие нас частотные свойства слуха, поскольку она позволяет обойтись без единицы уровня громкости "фон" и оперировать только с децибелами.

Коэффициент передачи K (f, L) акустического фильтра при частоте f и УЗД L (отношение выходного ЗД к входному) на частоте 1 кГц постоянен и равен единице. Частотные зависимости K (f, L) для различных L показаны на рис.1,в. Они получены из рис.1,б сдвигом его кривых в вертикальном направлении до совпадения ординат кривых, отвечающих частоте 1 кГц.

Кривые на рис.1,в представляют собой естественные АЧХ слуха. Их вид соответствует известному факту, что с уменьшением интенсивности звука чувствительность к низкочастотным колебаниям падает. При изменениях интенсивности орган слуха "автоматически переключается" с одной АЧХ на другую, но мы этого не замечаем, пока воспринимаемые звуки относятся к естественным, привычным сигналам. Например, звучание рояля правильно идентифицируется, независимо от того, находится ли слушатель вплотную к нему или в дальнем конце просторного зала, где создаваемое ЗД намного меньше. В этом смысле ни одна АЧХ (рис.1,в) не является более "правильной", чем другие. В то же время любое искажение естественных АЧХ сразу же ощущается (это легко заметить, вложив в уши по комочку ваты).

Согласно кривым рис.1,в ухо воспринимает звуки в помещении, на открытой местности, в любой обстановке, и звучание кажется естественным, если обстановка естественная. Регулятор тембра звукоусилительного устройства трудно считать элементом естественной обстановки, поскольку натуральные сигналы, спектр которых преобразован РТ, уже не будут восприниматься так же, как в отсутствие РТ. Другими словами, АЧХ системы РТ-орган слуха, вообще говоря, существенно отличаются от естественных АЧХ (рис.1,в), поэтому и звучание в большинстве случаев далеко от естественного.

Нельзя ли найти такой закон регулирования тембра, который не искажал бы вид зависимостей на рис.1,в? Для этого от РТ требуется такая коррекция, которая бы кривую |для L=60 дБ переводила, например, в кривую L=80 дБ, кривую L=80 дБ - в кривую L=100 дБ и т.д.

Иначе говоря, под действием РТ система РТ - АФ должна переключаться с одной АЧХ на другую, подобно тому, как один АФ делает это в естественных условиях при изменениях УЗД. Изменив таким образом уровень НЧ и ВЧ относительно 1 кГц, можно было бы заставить слух поверить, что ему предлагается натуральное звучание, поскольку амплитуды спектральных компонентов сигнала находились бы в привычном соотношении, хотя и при другой громкости.

Для регулирования тембра важны не столько АЧХ слуха сами по себе, сколько отличия между ними (насколько изменяется АЧХ при переходе от одного УЗД к другому). Поэтому для ответа на поставленный выше вопрос рассмотрим приведенные на рис.2 частотные зависимости разности (в децибелах) между значениями K (f, L) для принимаемых за опорный УЗД уровней L, равных последовательно, например, 40, 60 и 100 дБ, и значениями K (f, L) для других УЗД. Эти зависимости следуют непосредственно из рис.1 ,в. Все кривые должны проходить через точку (1 кГц - 0 дБ), но некоторые из них для большей наглядности немного смещены по вертикали от своего действительного положения. Хорошо заметно, что они имеют сходный характер в широком диапазоне интенсивностей звука, что упрощает искомый закон коррекции. По сути, рис.2 показывает, какими должны бы быть изменения АЧХ системы РТ-АФ при регулировках тембра, сохраняющих естественность звучания.

Рассмотрим для примера, каковы изменения АЧХ системы РТ-АФ при взаимодействии с органом слуха традиционного РТ низких частот , асимптотическая ЛАЧХ которого горизонтальна от нулевой частоты до частоты перехода fa (рис.3,а), после которой она убывает с наклоном -20 дБ/дек. в сторону высоких частот до частоты выравнивания fв. Так как РТ включен до АФ, а АЧХ последнего зависит от ЗД приходящего звука, то результирующая АЧХ системы РТ-АФ не определяется просто произведением коэффициентов передачи РТ и АФ (как в линейных системах), которое можно найти сложением соответствующих ординат графиков рис.2 и З,а (при логарифмическом масштабе умножение заменяется сложением). Так допустимо поступать только, чтобы представить приблизительный вид результирующей АЧХ и при небольшой глубине регулирования.

При точном расчете необходимо принимать во внимание не только форму АЧХ, но и отвечающий ей УЗД. Для этого каждую кривую рис.2 нужно сместить по вертикали на величину, равную разности УЗД между нею и опорной АЧХ, служащей началом отсчета. Тот же результат, показанный на рис.3,6 штриховыми линиями, следует также и из рис.1 ,б, если построить зависимости от f разности УГ между опорной АЧХ и АЧХ для других УЗД.

Получим частотные зависимости (штриховые кривые на рис.3,б) относительного уровня выходного сигнала АФ для различных L (без РТ). Очевидно, что ЗД на выходе АФ равно К(ЩР1_, где Р1. - ЗД сигнала на входе АФ, УЗД которого равен L. В качестве опорного уровня для рис.3 взят УЗД L=60 дБ, создаваемый на входе АФ в отсутствии РТ (ему соответствует ЗД, равное Р60).

В этих координатах легко построить результирующие относительные АЧХ системы РТ-АФ. Процедура заключается в нахождении кривых АЧХ, отвечающих уровням подъема сигнала регулятором тембра над исходным УЗД для различных частот, и затем - в нахождении значений, принимаемых этими кривыми для тех же частот (вспомогательные тонкие прямые на рис.3,б). Хорошо заметно, насколько сильно общие АЧХ при таком РТ (сплошные толстые ломаные линии на рис.3,б) отличаются от естественных. Нетрудно построить подобные АЧХ для других типов РТ и убедиться, что они тоже сильно искажают естественные АЧХ слуха.

По причине, о которой говорилось выше, рис.2 еще не дает непосредственно искомые АЧХ физиологического регулятора тембра. Чтобы получить последние, его кривые нужно привести к виду рис.3,б, как было сделано ранее, и затем провести построение, обратное рис.3,б, т.е. по результирующей АЧХ системы РТ-АФ (например, сплошная толстая кривая на рис.3,в, совпадающая по форме с кривой L=100 дБ на рис.2,б) получить АЧХ РТ. Процедура состоит в следующем:

• найти точку пересечения общей АЧХ с какой-либо АЧХ АФ (штриховые линии). Ордината этой точки равна подъему УЗД на выходе системы РТ-АФ на данной частоте f;

• найти пересечение вертикали, опущенной из этой точки, с горизонталью, проходящей на уровне ЗД, соответствующем той же АЧХ. В результате получим точку, дающую подъем УЗД регулятором тембра на входе АФ, вызывающий данный подъем УЗД на выходе системы РТ-АФ. Совокупность полученных точек и дает искомую АЧХ РТ (штрихпунктирная линия на рис.3,в). По виду она похожа на АЧХ АФ, но с меньшей кривизной на низких частотах.

Можно показать, что РТ с АЧХ вида рис.3,в (штрихпунктирная линия) переводит АЧХ АФ для любого значения УЗД в АЧХ, близкую к АЧХ АФ некоторого более высокого (относительно взятого) значения УЗД. Поэтому общие АЧХ такого РТ вместе с органом слуха близки к естественным.

Таким образом, семейство АЧХ физиологического РТ будет напоминать рис.2, только линии должны иметь меньшую кривизну. Схема пассивного РТ показана на рис.4,а, семейство его АЧХ в диапазонах НЧ и ВЧ для положений переключателя SA1 "0"-"3" - на рис.4,6.

Характерными отличиями предлагаемого способа регулирования тембра от существующих, как видно из рис.3,в, 4,6, являются:

• формирование АЧХ на низких частотах, прогнутой к оси абсцисс (наклон с уменьшением частоты плавно возрастает), в то время как известные РТ имеют на НЧ прямо противоположную АЧХ, выпуклую в сторону от оси абсцисс (наклон с уменьшением частоты убывает);

• изменение АЧХ одновременно и согласованно на всех частотах НЧ (и отдельно) ВЧ диапазонов при любой глубине регулирования. В традиционных РТ изменение формы АЧХ охватывает часть диапазона;

• изменяющийся наклон АЧХ в зависимости от глубины регулирования. В большинстве РТ наклон АЧХ фиксирован,

• изменяются лишь частоты перехода;

• наклон АЧХ в диапазоне 250 Гц-1 кГц при самых глубоких регулировках не достигает 20 дБ/дек. (такое или большее значение возможно только на более низких частотах). В традиционных РТ наклон АЧХ имеет как раз такую величину (20 дБ/дек.), т.е. слишком велик с точки зрения естественности звучания;

• быстрое, но не очень большое изменение АЧХ на частотах выше 1 кГц и выход на насыщение уже при f=2...4 кГц.

Вследствие приведенных выше отличий известные РТ либо создают недостаточный УГ на низкочастотном крае звукового диапазона, либо избыточный подъем на частотах 250 Гц-1кГц, что приводит к излишне "выпуклому" звучанию на этих частотах. На ВЧ формируется подъем или спад до частот, намного больших 2-4 кГц, а это "режет" слух и значительно ухудшает естественность звучания.

Регулятор обеспечивает только подъем АЧХ, так как в большинстве случаев этого вполне достаточно . При желании его можно дополнить звеньями, обеспечивающими спад АЧХ. Характеристики этих звеньев должны быть симметричными кривым рис.4,б относительно линейной АЧХ и располагаться ниже ее в соответствии с рис.2.

Для реализации в НЧ диапазоне наклона меньше 20 дБ/дек. и его возрастания с понижением частоты применено лестничное включение RC-цепочек. Тембр НЧ регулируют дискретно переключателем SA1, а ВЧ - плавно потенциометром R15. Подстроечным резистором R14 устанавливают желаемую максимальную величину подъема ВЧ. НЧ регулятор имеет четыре положения, из которых одно нейтральное. Число ступеней регулирования можно увеличить добавлением дополнительных лестничных звеньев на промежуточные АЧХ для более плавной регулировки. Но уже этот упрощенный вариант поможет оценить преимущества предлагаемого способа регулирования по сравнению с известными РТ и даже несложными средствами достичь значительного улучшения качества звуковоспроизведения, если эти средства базируются на природных закономерностях и свойствах человеческого слуха.

Как и любой пассивный РТ, схема вносит значительное затухание, ослабляя сигнал на частоте 1 кГц примерно в 15 раз. Для компенсации этого необходимо совместно с ней применять соответствующий каскад усиления. Предшествующий каскад должен иметь возможно более низкое выходное сопротивление (не более 600 Ом), а входное сопротивление последующего каскада должно быть не менее 50-100 кОм. Нестандартные величины сопротивлений в схеме получают соединением нескольких резисторов. Желательно подобрать номинал элементов НЧ звеньев с точностью не хуже 2-3%.

Следует предостеречь от попыток сформировать АЧХ типа рис.4,б с помощью эквалайзера. Как показывает опыт,

субъективное впечатление сильно зависит от хода АЧХ РТ в области максимальной чувствительности слуха (5002000 Гц). Октавный эквалайзер не обеспечит правильную АЧХ. Для этого необходимо несколько полос регулирования в данном узком диапазоне. Возможно, это можно сделать с помощью третьоктавного (тридцатиполосного) эквалайзера. Но именно регулировать тембр (изменять в течение разумного промежутка времени УГ на НЧ или ВЧ по определенному закону) эквалайзером практически невозможно не только, как уже упоминалось, из-за крайнего неудобства, но и просто потому, что требуемую АЧХ "на глаз" или "на слух" получить сложно. Лучше использовать специально предназначенный для этой цели РТ, задающий нужную АЧХ сразу во всем диапазоне частот регулирования.

Регулирование тембра таким способом делает звучание на НЧ глубоким и сочным, тогда как обычные РТ делают его тусклым и подчеркивают отдельные частотные группы. На ВЧ звучание становится свежим и внятным, а не сухим и безжизненным, как у обычных РТ. В результате повышается прозрачность и разборчивость звуковой картины по сравнению с существующими РТ, улучшается восприятие в равной степени симфонической, эстрадной музыки и речи (не нужен переключатель "речь-музыка"). Указанные отличия, разумеется, появляются тогда, когда регуляторы РТ находятся в положениях, отличных от нейтральных.

Автоматически создается "эффект присутствия", с которым по естественности не идут ни в какое сравнение звуковые образы, получаемые с помощью известных способов реализации такого эффекта . Ведь регулирование происходит по закону изменения тембра сигнала при приближении слухового объекта.

Применение такого способа регулирования тембра оправдано, прежде всего, в высококачественной стационарной аппаратуре, эксплуатируемой в конкретном помещении прослушивания. В трактах цифровой обработки сигнала требуемый закон изменения коэффициента передачи РТ от частоты удобно реализовать чисто программным методом.

Литература:

1. Блауэрт Й. Пространственный слух.-М.: Энергия, 1979.

2. Сухов Н. Е., Бать С. Д., Колосов В. В., Чупаков А. Г. Техника высококачественного звуковоспроизведения.- К.: Техника, 1985.

3.Тарасов В. Пассивный регулятор тембра//Радио.- 1989.-№9.R

Основной недостаток активных регуляторов тембра состоит в использовании глубокой частотно-зависимой ООС и больших дополнительных искажениях, вносимых этими регуляторами в обрабатываемый сигнал.
Поэтому в высококачественной аппаратуре часто применяют пассивные регуляторы. Правда, и они не лишены недостатков. Самый крупный из них - затухание сигнала, соответствующее диапазону регулирования. Но так как глубина регулирования тембра в современной звуковоспроизводящей аппаратуре не более 8...10 дБ, то в большинстве случаев вводить в тракт сигнала дополнительные каскады усиления не требуется.
Другой, несущественный недостаток таких регуляторов - необходимость применения переменных резисторов с экспоненциальной зависимостью сопротивления от угла поворота движка (группа "В"), обеспечивающих плавное регулирование.
Однако простота конструкции и высокие качественные показатели все же склоняют конструкторов к применению именно пассивных регуляторов тембра.
Следует отметить, что эти регуляторы требуют низкого выходного сопротивления предшествующего им каскада и высокого входного сопротивления последующего.
Регулятор тембра разработанный английским инженером Баксандалом еще в 1952 г. стал, пожалуй, самым распространенным частотным корректором в электроакустике. Классический его вариант состоит из образующих мост двух звеньев фильтра первого порядка - низкочастотного R1C1R3C2R2 и высокочастотного C3R5C4R6R7 (рис. 1,а). Аппроксимированные логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАЧХ) регулятора показаны на рис. 1б. Там же приведены расчетные зависимости для определения постоянных времени точек перегиба ЛАЧХ.

Теоретически максимально достижимая крутизна АЧХ для звеньев первого порядка составляет 6 дБ на октаву, но при практически реализуемых характеристиках из-за незначительного различия частот перегиба (не более декады) и влияния предшествующих и последующих каскадов она не превышает 4...5 дБ на октаву. При регулировании тембра фильтр Баксандала меняет только наклон АЧХ без изменения частот перегиба. Вносимое регулятором на средних частотах затухание определяется соотношением n=R1/R3. Диапазон регулирования АЧХ при этом зависит не только от величины затухания п, но и от выбора частот перегиба частотной характеристики, поэтому для его увеличения частоты перегиба устанавливают в области средних частот, что, в свою очередь, чревато взаимным влиянием регулировок.

В традиционном варианте рассматриваемого регулятора R1/R3=C2/C1= =C4/C3=R5/R6=n, R2=R7=n-R1. При этом достигается приблизительное совпадение частот перегиба АЧХ в области ее подъема и спада (в общем случае они различны), что обеспечивает относительно симметричное регулирование АЧХ (спад даже в этом случае неизбежно получается более крутым и протяженным). При обычно используемом п=10 (для этого случая указаны минимальные значения номиналов элементов на рис. 1,а-3,а) и выборе частот раздела вблизи 1 кГц регулирование тембра на частотах 100 Гц и 10 кГц относительно частоты 1 кГц составляет ±14...18дБ. Как отмечалось выше, для достижения плавного регулирования переменные резисторы R2, R7 должны иметь экспоненциальную характеристику регулирования (группа "В") и, кроме того, для получения линейной АЧХ в среднем положении движков регуляторов соотношение сопротивлений верхнего и нижнего (по схеме) участков переменных резисторов также должно быть равно п. При "хайэндовском" п=2...3, что соответствует диапазону регулирования ±4...8 дБ, вполне допустимо использовать переменные резисторы с линейной зависимостью сопротивления от угла поворота движка (группа "А"), но при этом несколько огрубляется регулировка в области спада АЧХ и растягивается в области подъема, а плоская АЧХ получается отнюдь не в среднем положении движков регуляторов. С другой стороны, сопротивление секций сдвоенных переменных резисторов с линейной зависимостью лучше согласовано, что уменьшает рассогласование АЧХ каналов стереофонического усилителя, так что неравномерное регулирование в этом случае можно считать допустимым.

Наличие резистора R4 не принципиально, его назначение - снизить взаимное влияние звеньев и сблизить частоты перегиба АЧХ в области высших звуковых частот. Как правило, R4= =(0,3...1,2)"R1. Как показано ниже, от него в ряде случаев можно вообще отказаться. Для снижения влияния на регулятор предшествующих и последующих каскадов их выходное Rвых и входное Rвх сопротивления должны быть соответственно Rвых<>R2.

Приведенный "базовый" вариант регулятора применяется обычно в радиоаппаратуре высокого класса.

В бытовой аппаратуре используют несколько упрощенный вариант (рис. 2,а). Аппроксимированные логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАЧХ) такого регулятора приведены на рис. 2,6. Упрощение его высокочастотного звена привело к некоторой расплывчатости регулирования в области высших частот и к более заметному влиянию предшествующего и последующего каскадов на АЧХ в этой области.

Puc.2

Подобный корректор при п=2 (с переменными резисторами группы "А") был особенно популярен в простых любительских усилителях конца 60-х - начала 70-х годов (главным образом, из-за малого затухания), но вскоре величина п возросла до привычных сегодня значении. Все сказанное выше относительно диапазона регулирования, согласования и выбора регуляторов справедливо и для упрощенного варианта корректора.

Если отказаться от требования симметричного регулирования АЧХ на участках их подъема и спада (кстати, необходимость спада практически не возникает), то можно еще более упростить схему (рис. 3,а). Приведенные на рис. З.б ЛАЧХ регулятора соответствуют крайним положениям движков резисторов R2, R4. Достоинство такого регулятора - простота, но поскольку все его характеристики взаимосвязаны, для удобства регулирования целесообразно выбирать п=3...10. С ростом п крутизна подъема растет, а спада - снижается. Все сказанное выше о традиционных вариантах корректора Баксандала в полной мере относится и к этому, предельно упрощенному варианту.

Puc.3

Однако схема регулятора тембра Баксандала и ее варианты - отнюдь не единственная возможная реализация пассивного двухполосного регулятора тембра. Вторая группа регуляторов выполнена не на базе мостов, а на базе частотно-зависимого делителя напряжения. В качестве примера изящного схемотехнического решения регулятора можно привести темброблок, в свое время использовавшийся в различных вариациях в ламповых усилителях. "Изюминкой" данного регулятора является изменение частот перегиба АЧХ в процессе регулирования тембра, что приводит к интересным эффектам в звучании. Базовая его схема изображена на рис. 4,а, а аппроксимированные ЛАЧХ - на рис. 4,6. Там же приведены расчетные зависимости для определения постоянных времени точек перегиба.

Puc.4

Нетрудно заметить, что регулировка в области низших звуковых частот изменяет частоты перегиба, не меняя наклон АЧХ. Когда движок переменного резистора R4 находится в нижнем (по схеме) положении, АЧХ на низших частотах линейна. При перемещении же движка вверх на ней появляется подъем, причем точка перегиба в процессе регулирования сдвигается в область более низких частот. При дальнейшем перемещении движка верхняя (по схеме) секция резистора R4 начинает шунтировать резистор R2, что вызывает сдвиг высокочастотной точки перегиба в область более высоких частот. Таким образом, при регулировании подъем низких частот дополняется спадом средних. Регулятор высших звуковых частот представляет собой простейший фильтр первого порядка и особенностей не имеет.

На базе этой схемы можно построить несколько вариантов темброблоков, позволяющих регулировать АЧХ в области низших и высших частот. Причем в области низших частот возможен и подъем, и спад АЧХ, а на высших - только подъем.

Вариант темброблока с регулированием частоты перегиба АЧХ в низкочастотной области показан на рис. 5,а, его ЛАЧХ - на рис. 5,6. Резистор R2 регулирует частоту перегиба АЧХ, a R5 - ее наклон. Совместное действие регуляторов позволяет получить значительные пределы и большую гибкость регулирования.

Puc.5

Схема упрощенного варианта темброблока приведена на рис. 6,а, его ЛАЧХ - на рис. 6,6. Он представляет собой, в сущности, гибрид низкочастотного звена темброблока, показанного на рис. 3,а, и высокочастотного звена темброблока, показанного на рис.4,а.

Puc.6

Объединив функции регулирования АЧХ в низкочастотной и высокочастотной областях, можно получить простой комбинированный регулятор тембра с одним органом управления, весьма удобный для применения в радиоприемной и автомобильной аппаратуре. Его принципиальная схема показана на рис. 7,а и ЛАЧХ - на рис. 7,6. В нижнем (по схеме) положении движка переменного резистора R1 АЧХ близка к линейной во всем диапазоне частот. При перемещении его вверх появляется подъем на низших частотах, причем низкочастотная точка перегиба в процессе регулирования сдвигается в область более низших частот. При дальнейшем перемещении движка верхняя (по схеме) секция резистора R1 включает в работу конденсатор С1, что приводит к подъему высших частот.

Puc.7

При замене переменного резистора R1 переключателем (рис. 8,а и 8,6) рассмотренный регулятор превращается в простейший тон-регистр (положение 1 - classic; 2 - jazz; 3 - rock), популярный в 50-х - 60-х годах и вновь используемый в эквалайзерах магнитол и музыкальных центров в 90-х.

Puc.8

Многообразие пассивных корректирующих цепей не исчерпывается предложенными вариантами. Немало забытых схемотехнических решений переживают сейчас второе рождение на новом качественном уровне.

ТБ Матюшкина

Характерными отличиями предлагаемого способа регулирования тембра от существующих являются:

· Формирование АЧХ; на низких частотах, прогнутой к оси абсцисс (наклон с уменьшением частоты плавно возрастает), в то время как известные РТ: имеют на НЧ прямо противоположную АЧХ, выпуклую в сторону от оси абсцисс (наклон с уменьшением частоты убывает);

· Изменение АЧХ одновременно и согласованно на всех частотах НЧ (и отдельно) ВЧ диапазонов при любой глубине регулирования. В традиционных РТ изменение формы АЧХ охватывает часть диапазона;

· Изменяющийся наклон АЧХ в зависимости от глубины: регулирования. В большинстве РТ наклон АЧХ фиксирован.

В 1993г., когда я сдал курсовую работу по различным режимам работы УМНЧ, руководитель курсовой работы предложил мне забрать полный УМНЧ, который выпускался тогда в виде конструктора, т.е. сразу все платы спаяны, вместе с добротным корпусом и хорррррошими радиаторами. Конечному пользователю оставалось только соединить все проводами (подробная схема прилагалась в руководстве, так же, как и разводка земли!!!) и настроить. Но у них что-то не получалось, постоянно горели выходные транзисторы, промучились они дома с ним порядком - безрезультатно (и к тому времени тот УМ простоял год у моего руководителя курсовой на шкафе). Поэтому мне его и предложили забрать и если что-то получится с ним - то я мог оставить его себе. В течении недели этот УМ я полностью запустил, проблема там была в возбуде обоих каналов и с защитой по току. Сносил я его тогда к знакомому в соседний подъезд, у него тогда были S50B (8 Ом), послушали мы его, ну звук какой-то был, да. Но я тогда учился, купить на стипендию более-менее приличные колонки из ряда "Радиотехника" я позволить себе не мог, усилитель был законсервирован. Законсервирован до мая 2009 года, пока я его остро не возжелал. Ссылка для скачивания инструкции на конструктор "Радиотехника" УМНЧ "Юниор" находится . Нашел только платы оконечника. Плата эквалайзера вместе с ползунковыми сопротивлениями где-то есть, но как-то не нашлась.

Просто захотелось собрать УМНЧ, чисто для себя, просто слушать музыку. Колонки я планировал из ряда "Радиотехника", что-нить легендарное, типа S90, S50. Именно чтобы сопротивление колонок было 8 Ом. Прошерстил тогда интернет, видел очень много схем. Остановился на Холтоне. На вегалабе нашел ветку по обсуждению схемы оконечника для саба, не сложная, решил собрать и послушать, но в широкой полосе.

Шибко подробно останавливаться на нем не буду, обсуждать тут особо нечего. Спаянные без ошибок и соплей, платы запускаются сразе же, ставим ток покоя, подключаем колонку, слушаем. Питатель почти классический - тор, вторичка - две обмотки проводом диаметром 1.32мм по меди (1.36мм по лаку), два диодных моста КД213А, две емкости 10000х63В, мягкий старт, конечно же, защита Котова с задержкой подключения колонок. Тор взял именно этот, потому что лакоткани много, а купить лакоткань отдельно негде. Вторичку (2х12в, проводом 1.52мм в черном лаке) смотал. Первичка намотана на заводе, что есть хорошо, сматывать не стал. Изготовил саркофаг и стальной трубы, внутренний диамет саркофага примерно 135мм. Толщина стенки 2мм. Отпескоструил его. На фото транс пока еще ничем не залит и ни в чем не сварен. Просто намотал вторички, заизолировал и все.

Ну, в общем то, какой-то звук есть. По сравнению с TDA2050 этот Холтон звучит не лучше. После хождения по различным форумам стало понятно, что некоего особого качества ожидать от Холтона не приходится. Холтон вообще заточен под "open-air" мол абы колбасило. Встречаются схемы Холтона и по 750Вт на канал. Ну а че, поднимай напряжение, да выходники в параллель ляпи да и все.

Оригинальные платы оконечника радиоконструктора "Юниор"

Оригинальная плата оконечника радиоконструктора "Юниор"

Оригинальная плата оконечника радиоконструктора "Юниор". Нижняя сторона

Схема УМНЧ со структурой Холтона

Печатка Холтона

Печатка Холтона

Плата Холтона в сборе

Блок питания Холтона

Защита и мягкийстарт Холтона

Сервисные блоки питания Холтона

ТОР оригинальный

На фото ниже приведены платы буфера и темброблока. Темброблок взят . Схема и плата буфера - ниже. Возникает логичный вопрос: а почему буферов 3шт? Ответ: а я хотел получить различный коэффициент усиления по каждому входу. И сразу вплечи еще вопрос: а не проще ли сделать один буфер, поставить его перед УМ и регулировать Ку TDA7313, у нее есть возможность в небольших пределах делать это. Ответ: в самом начале так и было, но когда ставишь буфер перед УМ, то на выходе слышна очень сильная сильная помеха от транса, некое жужжание. От транса отдаляешь - помеха пропадает или во всяком случае ослабевает. Вот тогда у меня появилась мысль, что наверное транс придется перематывать. Или уходить от транса в импульсник. Был выбран импульсник. Далее прошло 2 недели, но с импульсниками так ничего и не получилось, не знаю почему. Но я к ним еще вернусь позже, после того, как закончу свой УМ и перед началом сборки лампового УМ. Поэтому буферов 3шт. И помехи почти не слышно, но она все же есть. Плюс к этому - несогласованность по сопротивлению. Если буферы откинуть и оставить все в виде "пред TDA7313->УМ", то помех никаких не слышно, всего лишь легенький тепловой шумок, очень легкий и, в принципе, усилитель готов, можно слушать. Что я и делал в течении того времени пока возился с импульсниками и испробовал различные схемы, кроме IR2153(D) - до нее банально руки не дошли и ее я оставил на десерт, возможно через пару дней ей и займусь, пока текста сюда накидаю.

Слушал я Холтона в стерео варианте, потому как один канал представления о звуке устройства дает мало. Вспомнил, что у меня есть CD плеер , который я спаял пару лет назад. Взял еще и его послушал - на тех же S30, на тех же треках что я слушал на Холтоне. А в CD плеере темброблок спаян на TDA8425, а это еще более старая разработка, чем TDA7313. В общем, CD плеер ждет тоже незавидная участь - усилитель мощности из него будет изъят (TDA2050), темброблок тоже. Будет оставлен только привод для компактов, ЦАП и индикатор от Радиотехники МП7301. Возвращаясь к Холтону, окончательно скажу: звук какой-то есть. Но именно что какой-то. Знаете вот, напоминает звучание автомобильной магнитолы! Серьезно! Это, скорее всего, из-за 7313. А вообще кто-нибудь замечал насколько музыка в машине случается как кал, нежели то же самое произведение в нормальных площадях, на хорошей акустике, с хорошим усилителем (дома). Это не наш метод. Я хочу качественного звука. Надо что-то где-то как-то улучшать. Почесав за ухом, стало ясно, что Холтон придется распаять нахер, тор придется перематывать нахер, пред с регулятором громкости нужен другой, мля. Ну что ж, план работ есть. Начать я решил с регулятора громкости. ...погнали неспеша... Но сначала закончим с Холтоном и немного фото.

Холтон в клубке

Буферный усилитель

LCD и пред на TDA7313

Печатка преда на TDA7313. Верхняя сторона

Печатка преда на TDA7313. Нижняя сторона

Скорость нарастания выходного сигнала в Холтоне

Скорость нарастания выходного сигнала в Холтоне, ближе

В качестве регулятора громкости решил делать что-нибудь на PGA2310, вариантов было несколько. Первый - этот . Известный всем вариант комрада из германии. Платку развел, спаял. Заработала сразу. Но пульта такого я не нашел. Пробовал подправить прошку для соответствующей кодовой страницы команд пульта, благо исходники есть. Скачал JAL. Исходники компилятор JAL понял. Но я вот не разобрался с ними. Поэтому плата была распаяна и моя PGA2310 перекочевала в другой вариант регулятора. Другой вариант регулятора громкости на PAG2310 был найден . Исходники были выложены. Бейсик я когда-то учил в школе, и даже для школьного ZX-Spectrum написал одну программку. BASCOM скачал. Погнали!
На фото есть и самый первый варинат регулятора громкости. Просто 1:1 по схеме и прошивке. Т.к. Холтон еще присутствовал в виде двух каналов, то и приветствие на LCD было аля Холтон. Так же есть и второй вариант этого же регулятора на фото ниже. Почему на отдельных платах? Решил я прикрутить сюда еще и лампы. Эти платы я планировал закрепить на боковых стенках экрана ламповой платы. Поэтому вот так. Ниже будут фото. Все станет понятно.

PGA2313/Original

Первая версия регулятора громкости на PGA2313

Двухплатная версия регулятора

Двухплатная версия регулятора

Двухплатная версия регулятора

Двухплатная версия регулятора

Аналоговая часть

Цифровая часть

Цифровая часть. Спаяна. Верх

Цифровая часть. Спаяна. Низ

Место парковки PGA2313

Успешный первый старт

Зеленый светодиод и КТ315

Вывод информации на LCD

Устройство абсолютно рабочее. Запуск сразу после подачи питания. Проблем нет. Но проблема есть. Плоская АЧХ - это хорошо. Но я люблю низ, поэтому тембр надо чем-то регулировать. В качестве тестовой версии был выбран стандартный темброблок Баскандала. Но сделать мне его хотелось с регулировкой по ИК. На базе прошивки регулятора громкости я накидал код для управления релюшками переключателя тембра, НЧ и ВЧ, использовал ATtiny2313 2 шт. чисто из удобства разводки платы, одна из них включала-выключала по ИК весь усилитель. Позже я ее переписал под следующую версию темброблока, прокачанную. Звук так себе. Напоминает всю советскую технику, в которой использовали такой регулятор тембра. По ВЧ жить еще можно, но НЧ никуда не годиться. Но это все вылилось в почти готовую конструкцию. Идем вперед. Собираем темброблок. Далее на фото темброблок и ламповый усилитель напряжения.

Темброблок. Тестовая версия

Темброблок. Тестовая версия

Темброблок. Тестовая версия

Темброблок. Схема.

Конструктив. Каким он мог быть

Ламповый УН. Схема

Ламповый УН. Коэфф. усиления и фазовая характеристика

Ламповый УН. Тест

Ламповый УН. Тест

Ламповый УН. Питатель. Низ

Ламповый УН. Низ

Ламповый УН. Вид сверху

Еще один конструктив каким он мог быть

А не добавить ли мне сюда лампы - подумал я и-таки добавил. Схема ламповода Алекса из Алма-Аты. За что ему большое спасибо. При подключении к внешнему усилителю звучит как-то не так как звучало все транзисторно-оперное до сих пор. Что-то в этом звуке есть. Однозначно есть!.. Это был мой первый раз, когда я услышал ламповый звук. Послушал 6Н8С и 6Н9С, у них цеколевка одинаковая. После подключения всего этого хозяйства в тракт своего усилителя стало понятно, что от импульсного исполнения БП УМ уйти не удастся. Надо хотя бы попробовать перемотать тор. Любую помеху лампа ловит легко, да еще и усиливает ее. Поэтому я сделал еще один небольшой саркофаг для ламповых плат. Между платами внутри саркофага установил экран. Тут просто пока не прикрутил его. Проэмулировал схемку на лампах в программе Tina. Ку до 40. Поигрался с резисторами, емкостями. Все вроде как супер. Саркофаг для ламп, принципиально, ничего не решал. После всего этого я понял - пора заканчивать весь этот цирк и браться за дело серьезно.

Чос интернета в поисках схемы для УМНЧ. Был выбран усилитель Владимира Перепелкина, WP так сказать. После прочтения различных веток на различных форумах стало понятно - хвалят этот усилитель за качество, а это то, что я ищу. На мелочи не размениваясь был выбран полный вариант WP. Плату развел сам, как обычно я это делаю в CorelDraw. Рисунок первого варианта платы приводить не буду, она так и не заработала как надо, какая-то фигня с ней была, похоже, связанная с неправильным расположением элементов. Далее, была вторая версия платы WP без защиты по току. Вот она.

Печатка WP2006

Печатка WP2006. Набор деталей

Печатка WP2006. Набор деталей

Печатка WP2006

Входные цепи

Установлен в корпус один канал WP2006

WP2006 в корпусе

Перед тем, как приступить к WP, тор был перемотан (кроме первички). Первый канал я запускал по частям. Сначала усилитель напряжения (УН). Проблем не было. Обратную связь подаем на выход УН. Все прекрасно. Далее, усилитель тока (УТ). Тоже проблем нет. Все заработало. Усилитель порадовал. Все легко и просто. Второй канала спаял весь сразу. Проблем не было. Запустился сразу. Вход на землю. Устанавливаем ток покоя. Если выходных одна пара - ставим примерно 80-100мА, для трех пар я поставил 280мА в обоих каналах. Выставляем подстроечником постоянку на выходе 0В. Все операции следует проводить на прогретом усилителе, минимум 15мин., просто кидаете вход на землю, включаете без нагрузки и пусть стоит. Ток покоя я устанавливал подключив тестер в разрыв плюсового провода питания усилителя. После установки тока покоя я, на всякий случай, включил тестер в разрыв минусового провода питания и обнаружил разбежку в количестве 10мА. После подбора сопротивлений в каскаде термокомпенсации выставилось все симметрично и элегантно. Качество звучания в значительной степени зависит от ОУ, который поставить на вход. Так что, выбираем туда что-нибудь выше средней паршивости. Расписывать сильно процедуру пайки, настройки и тестирования я тут не буду. Достаточно почитать ветку на этом форуме и все станет понятно - что, куда и как. Для тех, кто захочет повторить мой вариант платы, исходник печатки в формате CorelDtrawX3 лежит . Повторю, плата полностью рабочая. Спаяна в количестве двух каналов. Спаянная без соплей и коротышей из заведомо исправных и проверенных перед пайкой деталей заводится сразу и без проблем! В формате sprintlayout или еще в каком-то у меня плат нет, я все свои платы рисую в CorelDraw. Никаких отклонений от схемы нет, исключена защита по току да и все, собственно.

Регулятор громкости

Прошка danzup"a была почти полностью переписана. В оригинальной версии автора регулятор громкости регулирует громкость по даташиту для PGA2310 -95.5dB...+31.5dB, MUTE, переключение входов, управление кнопками и энкодером, управление подсветкой LCD, вкл/выкл устройства ну и все это еще и по ИК RC5. Для кнопок надо сверлить отверстия в передней панели, для энкодера тоже. Не люблю я это делать. Поэтому управление кнопками и энкодером было отброшено сразу и из исходного кода удалено. Входов у меня 3, в авторском варианте - 6. Лишнее удалил. В авторском варианте уход в MUTE был резкий, и выход из MUTE тоже. Я добавил два режима: Fade-in - это плавный рост сигнала при выходе из MUTE и после включения усилителя. Fade-out - плавное снижение уровня сигнала при уходе в MUTE. Для перевода Fade-in и Fade-out я слов не подобрал, поэтому везде так и оставил, по-английски. Управление подсветкой я сделал в самый последний момент уже после всего, поэтому на фото резистор, емкость и транзистор запаяны поверх платы. К тому же, у меня она сразу не заработала. Маленько подкорректировал код и все пошло. Еще добавил один очень важный элемент эстетики - колбаску (bargraph) в нижней строке LCD. Отображается при регулировке громкости, в режимах Fade-in и Fade-out. После, я добавил чтение/запись в EEPROM. В EEPROM пишутся значения громкости и выбранный вход. Если выбранный вход не был изменен (сравнивается с записанным), то его значение не перезаписывается (так мы немного сбережем ресурс EEPROM). После этого была добавлена процедура опознавания ИК пульта RC5 и добавление команд с опознанного пульта, т.е. режим обучения (автор оригинального куска кода добавления команд - FarmTech (Kim) с , я просто этот кусок кода прикрутил к прошивке и немножко подправил и расширил). После этого я добавил еще скоростное регулирование громкостью. Т.е. реально громкость мы можем регулировать 4-мя кнопками: одна пара кнопок - медленно +/-, вторая пара кнопок - быстро ++/--. Громкость в этом регуляторе регулируется так: от -95.5дБ до -53дБ интервал изменения громкости составляет 2.5дБ, при дальнейшем повышении уровня громкости вплоть до +31.5дБ скорость понижается до 0.5дБ. При изменении громкости дополнительными двумя кнопками скорость регулировки изменяется так: от -95.5дБ до -53дБ интервал изменения громкости составляет 10дБ, при дальнейшем повышении уровня громкости вплоть до +31.5дБ скорость понижается до 5дБ. Еще добавил в ATmega8515 управление пассивным предом, чисто дерганье релюшками, а именно независимое переключение ВЧ и НЧ от "0дБ" до "+15дБ" с интервалом 5дБ. Т.е. 0, +5, +10, +15 для НЧ и для ВЧ. О преде позже. Закончим с регулятором громкости. Сейчас платы и фото.

Принципиальная схема регулятора громкости

Печатная плата регулятора громкости. Верх

Печатная плата регулятора громкости. Низ

Печатная плата регулятора громкости. Верх. Залужено

Печатная плата регулятора громкости. Низ. Залужено

Печатная плата регулятора громкости. Верх. Запаяно

Печатная плата регулятора громкости. Вид сбоку

Печатная плата регулятора громкости. Низ. Запаяно

Задержка при выключении подсветки LCD регулятора громкости

Неиспользуемые входы опущены на землю через 910 Ом. По всем питающим напряжениям (+5В, +/-15В) стоят LC фильтры. ИК пульт - простой, RC5, от телевизора Samsung, с адресом кодовой страницы "0". Можно использовать любой ИК пульт стандарта RC5 с другой кодовой страницей.

Как это работает

Берем МК (ATmega8515, DIP40), стираем весь если данная опция не предусмотрена интерфейсом програматора - стирать перед прошивкой. Прошиваем МК. Шьем два файла - *.eep в EEPROM и *.hex во флэш. Фьюзы ставим на внешний кварц, частота кварца 16МГц, bodlevel 4.0v, EESAVE (чтобы не затиралась EEPROM при смене прошивки), Остальное можно не трогать. Вставляем МК в спаянное устройство. PGA2310 вставлять не надо и питание +/-15В подавать не надо, просто проверяем сначала только цифровую часть. Включаем (подаем+5В). Из EEPROM читается адрес кодовой страницы ИК пульта. Если в определенной ячейке EEPROM есть что-то отличное от FF, то конфигурирование ИК пульта пропускается и МК переходит к основной программе: читаются из EEPROM коды команд для кнопок на пульте, громкость, номер выбранного перед выключением входа. Далее, заставка с версией и датой прошивки. В это время работает мягкий старт. Далее, через 4сек. - вторая заставка "Подаем 220V", в это время щелкает реле мягкого старта, замыкает контактами гасящие сопротивления, и рабоатет задержка подключения колонок к выходу усилителя. Еще через 5сек. подключаются колонки, в основном цикле программы происходит выход PGA2310 из MUTE и далее выполняется Fade-in, после чего на выходе PGA2310 появляется сигнал. Он появляется сразу после начала Fade-in, и становится слышимым по мере поднятия уровня сигнала. На индикаторе отображается текущий уровень громкости в виде Bargraph (колбаска) и в "дБ" в нижней строке, в верхней строке отображается выбранный вход, состояние релейного переключателя по НЧ и по ВЧ. Если в течении определенного промежутка времени кнопки на пульте не нажимать - подсветка выключается (экомим однако, не энерго потребление конечно же, а ресурс подсветки. В моем индикаторе WH2002A он составляет 10000 часов). Если после подачи питания в определенной ячейке EEPROM считано FF в качестве адреса кодовой страницы команд ИК пульта, то программа переходит к конфигурированию ИК пульта. Что и зачем следует нажимать - отображается на экране. Надо просто выполнять то, что от вас требует программа и все будет ОК. Думаю, фото скажут все то остальное, о чем мне лень писать, да и понятнее станет что к чему.

Фьюзы ATmega8515 в PonyProg. Прочитаны из полностью рабочего устройства

: : Прошивка: :

Забыл еще одно: ИК пульт можно переконфигурировать принудительно. Для этого надо перед включением замкнуть на землю 1-ый вывод M8515. После этого подаем питание и сразу попадаем в процедуру конфигурирования ИК пульта. При этом 1-ый вывод М8515 можно от земли освободить. В окончательной версии Bargraphа я сделал над собой усилие и изменил метод заполнения символьного места, разделив его на 5 частей, потому как там 5 точек по ширине. Сделал незаполненные символы более редкими штрихами.
В окончательной версии Bargraphа я сделал над собой усилие и изменил метод заполнения символьного места, разделив его на 5 частей, потому как там 5 точек по ширине. Сделал незаполненные символы более редкими штрихами. Смотрится не плохо, заполняется плавно.
На народ весьма дружелюбный, охотно делится кусками кода. Из последних новостей скажу, что возможно добавление в прошивку таких опций как: редактирование выводимого текста на LCD и Vu Meter с выводом уровней сигнала на LCD. Но это все не на этом кристалле - ATmega8515 не хватает для этого, сейчас чип занят на 95%. Польза от Vu Meter весьма сомнительна, я лучше подсветку буду беречь, чем смотреть на дергающиеся прямоугольники. Возможно несколько выкроить места путем переноса текста в EEPROM, но это не есть хорошо, ибо EEPROM имеет ресурс на запись 100.000 циклов. Поэтому впереди только переход на ATmega16/32. Но мне того, что есть более чем достаточно.

Темброблок

Один из вариантов темброблока расположен выше на странице. Позже я сделал еще один вариант темброблока. Схему позаимствовал у Danzup"a с того же форума и все с той же ветки. Прошку для Тани2313 накидал сам, ничего сложного, чисто дерганье портами.
По сравнению с предыдущей версией, где Таня2313 присутствует в виде двух самостоятельных особей, здоровенная плата и полведра китайских реле Tianbo, здесь все кампактно, реле РЭС60 (Сделано в СССР - как давно я не писал это сочетание букв, однако). А звук примерно такой же. Слегка улучшил его, подбирая резисторы и емкости. Схемка была прокачана и не была распаяна, а лежит в пакетике и коробочке, просто оставил ее, не для чего-то, просто так, хотя звук мне не сильно понравился, средненько, очень средненько... Прошка под него лежит . Коды кнопок фиксированые, режима обучения для ИК пульта там нет. Кому будет необходимо, сможет кнопки переназначить сам или еще чего-нибудь - не такой уж он и сложный - BASCOM.

О том, что было далее, тоже напишу. Далее, был пред Сухова. Думаю, все помнят ту схему из журнала "Радио". Ну для того времени это было очень не плохо. Да, К157УД2. Абсолютно нормальный опер. Не спорю. Нормальный для 1991г. Однозначно. Просто, тогда больше не на чем было паять. Да и тех было не очень то и достать. А, были еще К(Р)574УД1А,Б - шикарнейший опер. Скорость нарастания выходного сигнала 50В/мкс. Помню, в то время мне надо было спаять усилитель воспроизведения - побегал я за этими УД2-ыми, дааа, но нашел. А вот 574-ая серия была доступнее... Ну, да все это лирика. К делу - смотрим слайды.

Плата преда. Другая версия. Низ

РЭС 60. Прямиком из СССР

Плата преда. Другая версия. Низ. Запаяно

Плата преда. Другая версия. Верх

Схема преда.

Схема преда на МК

Схема преда с другими номиналами сопротивлений

Пред Сухова их журнала "Радио"

Схема преда а-ля Lynx

Я не случайно поставил две последние схемы рядом. Начал я с Сухова. Чисто с тембороблока. Согласовал по сопротивлению с регулятором громкости. Опер был OPA134. И что? На звук это было мало похоже. По НЧ еще ничего, не плохо, но ВЧ никакое вообще. Я, как и все наверное, не слушаю музыку осциллографом, а слушаю ушами. Звук крайне разочаровал. Повозился я с этой схемкой еще маленько, да и спаял Lynx. А чего там паять - номиналы поменял и готово, опер оставил тот же, OPA134. В Lynx"e такого песка по ВЧ уже нету, звук более пристойный, но все равно ВЧ не есть красивое. И мне вовсе не этого хотелось бы услышать в исполнении радиодеталей.

Схема преда Матюшкина

Плата преда Матюшкина

Плата преда Матюшкина уже спаяна. Верх

Плата преда Матюшкина. Низ. Запаяно

Плата преда Матюшкина уже спаяна. Вид сбоку

Плата преда Матюшкина. Разводка

Плата преда Матюшкина. Размещение

Плата преда Матюшкина. Размещение_2

И тут мне попалась на глаза ветка на этом форуме , из которой я узнал о темброблоке Матюшкина. Решил пощупать зверюшку, потому как больше ничего не оставалось, ну или почти ничего. Собрал на макетке. Подключил. И понял, что что-то в этом звуке есть. Сделал печатку, спаял, подключил и понял - это аккурат тот звук, который я искал. Низ - нет слов, просто шикарный. Высокие - вообще прелесть. Остановился на этом варианте. Схемку слегка изменил под свои уши, так сказать. После, печатку переделал, получился вот такой вот финальный вариант. Резисторы, отмеченные звездочкой (*), подбирать на слух, для своих собственных ушей сугубо. Резистор 240к со звездочкой можно ставить, а можно не ставить, определяете экспериментально, а можно не 240к, можно 100к, или 470к, или 47к.

Вообще говоря, пассивный темброблок аля Баскандал - это целая веха в истории аудиотехники. С применением таких темброблоков было изготовлено немыслимое количество техники, как на востоке и западе, так и в СССР (в зарубежных странах, конечно же, гораздо больше, чем в СССР). Еще один распространенный вариант - включение пассивного преда в ОС ОУ. И всех все устраивало, и звук, и качество. Но время шло, возможности крепко изменились и теперь вариантов предварительных усилителей стало еще больше. Хороший вопрос - а почему схем предов так много и они бывают весьма разные и что выбрать для себя? Ответ прост до банальности - у всех разные уши, чтобы что-то выбрать для себя - надо спаять это и послушать, причем не 5 минут и не 10, а гораздо дольше и различных жанров темы. И в конечном итоге понять - твое или нет.

Ну, кажись все узлы спаяны, почти по отдельности проверено - все работает, нигде ничего не шумит, не жужжит, помех никаких нету. Соединяем наши устройства в тракт и вот тут начинается клоунада с согласованием входных и выходных сопротивлений. Первый вариант подключения: входные реле, буфер на AD810, PGA2310, темброблок, WP - в таком включении никаких помех нет, из колонок вообще ничего не слышно, даже плотно воткнув ухо в дифузор динамика едва слышен тепловой шум радиоэлементов. Но это самый стремный вариант. Объясняю. Чувствительность УМ 1В. Пред Матюшкина ослабляет сигнал в 15 раз. Итого, чтобы иметь 1В на выходе темброблока, надо иметь 15В на его входе. PGA2310 просто не сможет этого сделать, у нее абсолютный максимум полного размаха напряжения на выходе 27В, т.е. максимальная амплитуда 13.5В и при этом мы не получим номинального входного напряжения на входе WP. К тому же, это максимально допустимые значения. Таким методом насиловать PGA-шку я не буду. Можно воткнуть после PGA-шки еще один буфер, который и будет задирать сигнал, но при этом тепловой шум становится слышен более отчетливо и мы приходим следующему варианту. Меняем очередность подключения устройств в тракте: селектор на реле, PGA2310, буфер на AD810, темброблок, WP. При этом на расстоянии 20-30см от колонки становится слышен тепловой шум, но это при Ку буфера равного 52. Но мы помним, что PGA-шка может +31.5дБ, поэтому Ку буфера можно уменьшить, до 2 раз. Уровень теплового шума с ростом уровня сигнала не меняется, это есть хорошо. Ку буфера на AD810 я сделал равным 2 - и того можно было меньшеВ общем, тут есть еще над чем поработать. Общей схемы нету, т.к. паял и согласовывал каскады на лету, не фиксируя на бумаге почти ничего. Ну и ничего страшного тут нету, в интернете схем буферов и схем подключения PGA2310/11 как грязи, можно выбрать для себя какую-нибудь.

Блок питания

Все весьма классически - мосты, емкости, кое-где катушки, в общем стандартно. В финальной версии питателя емкости на 63В заменены на такие же, но на 100В, в связи с тем, что после перемотки тора напряжение питания я поднял до +/-65В. Сразу же после перемотки тор был сварен в парафине прямо в саркофаге и прямо на газовой плите. После, саркофаг с тором был залит эпоксидной смолой почти по самый "марусин поясок".

Все просто и в блоке защиты. Применил защиту Котова. Легонько ее прокачал (автор - в курсе). Добавил оптопару и еще парочку деталей для защиты по току. Если помните, в усилителе WP я ее не паял. Да, собственно и эту пока не подключал, хотя тестирование она прошла успешно. Решает она одну задачу - при перегрузке по току происходит отключение акустики. А усилитель как же? Да Бог с ним. В любом случае (кроме S30 и более дешевых), стоимость колонки, даже той же S90, выше или сопоставима со стоимостью деталей на один канал WP, не говоря уже об импортной акустике. И уж тем паче не говоря о ремонте колонки и ремонте усилителя: где больше гемора - при замене динамика, например НЧ, или при замене транзистора, пусть даже десятка транзисторов, включая выходные.

Это блок питания дежурного режима и платка мягкого старта. Диод параллельный катушке реле был заменен на FR207, реле было заменено также, параллельно контактам реле была установлена емкость 4мкф Х 630В. Реле управляется от Тани2313. Срабатывает через 4 сек. после подачи питания. Пару строчек кода подсмотрел у Danzup"a, остальной код накидал сам. Прошивка лежит . Реагирует только на кнопку on/off RC5 пульта. Смотрим фото.

Полная схема блока питания усилителя

Плата блока питания усилителя в сборе

Плата блока питания усилителя в сборе. Вид сверху

Плата блока питания усилителя в сборе. Вид снизу

Плата блока питания усилителя в сборе. Разводка

Отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения c транзисторными УМЗЧ. Ведь по всем измеряемым характеристикам современный УМЗЧ на транзисторах существенно превосходит ламповый. На наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (НИ) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения. B самых совершенных конструкциях транзисторных УМЗЧ уровень НИ доведен практически до слухового порога и доже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом. Дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют НИ в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен и на входе, и на выходе усилителя, a в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (ООС) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий c большей или меньшей точностью поступающему но вход сигналу.

Очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи ООС может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие ООС наименее эффективно (из-за упомянутой задержки). B отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала - рассматриваемые переходные НИ имеются даже тогда, когда отсутствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен. A если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают в УМЗЧ почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ HИ могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя.

Вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению c временем лабораторных измерений, они пока «ускользают» от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы. C этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень НИ y них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы, как гораздо более линейные приборы, обеспечивают меньшие HИ (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), чем транзисторы, что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей.

Однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, кок неудобство в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких КПД и выходной мощности. B этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя c реальным уровнем НИ не хуже, чем y лампового. Последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень НИ такого усилителя должен быть снижен но один-два порядка (!) по сравнению c лучшими образцами (желательно же – кок можно больше), чтобы НИ в нестационарном режиме имели приемлемую величину.

Однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента НИ (Q ≈0,0001…0,00001 %). Поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных НИ транзисторного УМЗЧ, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению c существующими схемами.

Представляемая в настоящей роботе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. Она разработана на основе изложенного в принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в .

На рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя c передаточной функцией первого каскада К1 и второго К2, передаточной функцией β цепи общей ООС, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией γ цепи местной положительной обратной связи (МПОС), охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройство описывается выражением:

К = К 1 К 2 /(1- γ К 1 +К 1 К 2 β)

Если установить усиление в петле МПОС γ К 1 =1, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К 1 К 2 /(1- γ К 1 +К 1 К 2 β)и только приближенно К≈1/β (при К 1 К 2 β>>1), передаточная функция данного усилителя будет точно равно 1/β. При этом глубина ООС должна быть больше глубины МПОС, т.е. К 1 К 2 > γ К 1 , что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при γ К 1 =1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/β и не зависит от К 2).

Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи кок нелинейные, таки частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К 1 от оптимального значения. Кроме того, она изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей. Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы . С другой стороны, желательно (для получения наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился но частоте f>20-30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше. Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, a отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения.

Принципиальным недостатком устройства показанного на рис.1 является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2, рис.1), а к его входу (точка 1). Блок-схема устройства, предложенного в , показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройство до входа второго каскада). Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис. 1) но фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2-1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства).

Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так кок вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную роботу усилителя c МПОС.

Достоинством устройства, показанного на рис.2 является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли, по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно. Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы:

К = К 2 /(1- γ К 1 +К 2 β)

которое, в отличие от , не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям. Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис. 1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойство ООС, и свойство ПОС, из-за чего требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений.

Преимущества параллельного подключения петли МПОС к петле ООС позволяют практически реализовать устройство даже не c одной, а с двумя МПОС, взаимно усиливающими действие друг друга и тем самым улучшающими компенсацию искажений. Блок-схема такого устройства показан но рис.3, где К 1 , К 2 , К З – передаточные функции трех каскадов основного канала усилителя; β – передаточная функция цепи ООС; α 1 γ 1 и α 2 γ 2 - передаточные функции первой и второй петли МПОС соответственно, причем равенство α 1 γ 1 =1 и α 2 γ 2 =1 устанавливаются c возможно большей точностью. Из его передаточной функции:

K = К 1 К 2 К 3 /[(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 )+К 1 К 2 К 3 ],

следует, что поскольку 1-α 1 γ 1 <<1 , то степень подавления искажений, зависящая от выражения (1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 ), значительно больше, чем в устройстве c одной петлей МПОС, в котором эта степень определяется одним членом 1-α 1 γ 1 >>(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 ). Однако самым замечательным является то, что при одной МПОС минимально достижимый уровень НИ нельзя сделать меньше искажений, вносимых элементами самой петли МПОС, a в устройстве c двумя (или более) петлями МПОС, как показывает расчет, собственные НИ каждой петли МПОС подавляются действием другой, т.е. возможно снизить НИ ниже уровня, определяемого самым линейным блоком устройства, каким должен быть контур МПОС. Это является существенным преимуществом данного метода компенсации искажений перед другими, позволяющими снижать искажения лишь до предела, определяемого собственной нелинейностью схемы компенсации.

Заметим, что все сказанное выше полностью относится к тем искажениям, которые обусловлены непостоянством передаточных функций (кроме нелинейных, это например, амплитудно-частотные). Такие искажения компенсируются в любых частях устройства, кроме цепи ООС β.

Принципиальная схема УМЗЧ, соответствующая рис.3, изображена на рис.4. Для получения как можно более низкого уровня НИ основной канал усилителя (без МПОС) задуман кок достаточно линейный УМЗЧ. для этого все каскады усилителя выполнены двyxтактными на комплемeнтарных парах транзисторов, что позволило сделать оба плеча симметричными относительно общего провода и получить более линейную амплитудную характеристику. Все транзисторы работают в режиме A, за исключением выходного каскада с плавающим смещением на входе (cyпер-А), которое задается схемой на элементах VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Это обеспечивает невыключающийся режим роботы оконечных транзисторов при их малом токе покоя.

Входной каскад выполнен по каскадной схеме (V Т1, VT3, VT2, VT4). Режим работы его транзисторов выбран так, что они не входят в режим отсечки или ограничения тока при действии на входе сигналов с амплитудой, в несколько раз превышающей номинальное входное напряжение даже при отключенной ООС. Этим он выгодно отличается от традиционного дифференциального каскада. Цепочка R19R18 C7 c частотой среза ≈ 90 кГц ограничивает усиление самых высокочастотных составляющих импульсных сигналов, предотвращая перегрузку и последующих каскадов усилителя. Благодаря этим мерам, а также высокому быстродействию за счет отказа от применения в каскадах транзисторов с общим эмиттером и коррекции по опережению (конденсаторы С5, С6), динамические искажения в усилителе отсутствуют, что особенно важно для устойчивой роботы системы с ПОС.

Напряжение ООС с выхода усилителя подается в точку соединения резисторов R11 и R12, которые вместе с R10 и R13 опpeделяют рабочий ток VT 1 и VТ2. Одновременно R10 и R 13 в составе делителей R14/R10C3 и R15/R13C4 задают передаточную функцию цепи ООС. Постоянная составляющая выходного напряжения поступает но эмиттеры входных транзисторов через R10R11 и R12R13, а не только через R14 и R15, поэтому глубина ООС по постоянному напряжению намного больше, чем по переменному, и осуществляется жесткая стабилизация постоянной составляющей напряжения но выходе УМЗЧ. Использование электролитических конденсаторов C3, C4 не приводит, как следует из измерений, к существенному увеличению искажений, так как они поляризованы постоянным напряжением около 4 В (переменная составляющая намного меньше), так что режим их роботы практически линеен.

Второй каскад на транзисторах VT5- V Т8, включенных по схеме ОК-ОБ, является буферным между двумя контурами МПОС. Диоды VD3-VD6 задают напряжение смещения на базах эмиттерных повторителей VT9, VТ10, а диоды VD7, VD8 защищают от слишком сильного его увеличения при неисправностях в усилителе или перегорании одного из предохранителей. Усилитель напряжения (VT11, VТ13 VT12, VT14) также выполнен по каскадной схеме. Напряжение питания первых каскадов около 21 B и задается стабилизатором (V Т23, VT 24, VD17, VD18). Выходные транзисторы работают с малым током покоя, поэтому термостабилизации их не требуется.

Элементы частотной коррекции R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 формируют АЧХ усилителя, обеспечивая его устойчивость при действии ООС. Одновременно R19 и R27 служат нагрузкой входного и буферного каскадов соответственно, а также нагрузкой петель МПОС, определяя их коэффициент усиления. B контурах МПОС использованы полевые транзисторы для минимизации собственных искажений контуров. Каждый контур МПОС – усилительный каскад с коэффициентом передачи около единицы, изменять который можно подстроечными резисторами R58 и R67. Непосредственным соединением выхода каскада с его входом осуществляется 100%-ная ПОС. Цепочки R57C15 и R66C16 корректируют АЧХ каскадов, улучшая точность компенсации на частотах звукового диапазона. Контуры МПОС подключают к основному каналу в узловых точках А, B и к общему проводу.

Рабочие точки транзисторов первых каскадов и контуров МПОС жестко стабилизированы высокоомными резисторами в их эмиттерных (истоковых) цепях. Этим достигается постоянство характеристик каскадов, подключенных к точкам А и B. Кроме того, транзисторы VTЗVT4 и VT27VT28, VT7VT8 и VT31VT32 -динамическая нагрузка друг для друга, a эмиттерные повторители VT5VT6, VT9VT10 и полевые транзисторы VТ25VT26 и VT29VТ30 обладают высоким входным сопротивлением, поэтому сопротивление нагрузки для петель МПОС определяется резисторами R19, R27 (на звуковых частотах). Благодаря этому удалось добиться высокой стабильности усиления в петлях МПОС, которое не зависит от температуры и не изменяется с течением времени.

Печатная плота разработана с учетом обычных требований. Блоки МПОС на транзисторах VT25-VT32 выполнены на двух отдельных небольших платах и в виде модулей и закреплены перпендикулярно плате основного усилителя вблизи узловых точек A и B.

B усилителе использованы резисторы типа МЛТ, подстроечные резисторы типа СПЗ-29М, конденсаторы К50-16 (С3, С4, С11-С14), К73-17 (С1, С2), КД1, КТ1 – остальные. Теплоотводы транзисторов VT21, V Т22 расположены вблизи элементов схемы плавающего смещения оконечного каскада для компенсации темперотурной не-стабильности тока покоя выходных транзи-cторов.

Налаживание

К выходу усилителя подключают эквивалент нагрузки сопротивлением 4-8 Ом и проверяют работу схемы плавающего смещения оконечной ступени. Для этого подключают осциллограф к базам VT 19 и VT20 и на вход усилителя подают синусоидальный сигнал с частотой 100 Гц. Осциллограмма должна иметь вид пульсирующего напряжения (типа «выпрямленной» синусоиды) c амплитудой около 5 B при номинальном выходном напряжении и сопротивлении нагрузки 4 Ом. При увеличении сопротивления нагрузки или уменьшении входного сигнала эта амплитуда должна уменьшаться.

Проверяют прохождение через усилитель прямоугольных импульсов. Выбросы на осциллограммах выходного напряжения должны отсутствовать, в противном случае увеличивают емкость конденсаторов С5 и С6. На этом настройку основного канала можно считать законченной. Отметим, что уже базовый усилитель (без контуров МПОС) обладает достаточно высокими характеристиками.

Технические характеристики:

Номинальное входное напряжение: 0,3 B

Номинальная выходная мощность но нагрузке 4 Ом: 80 Вт

Номинальная выходная мощность но нагрузке 8 Ом: 40 Вт

Частотный диапазон при завалах на краях не более 0,5 дБ: 15 – 100000 Гц

Входное сопротивление: 50 кОм

Выходное сопротивление: 0 Ом (с контурами МПОС)

Коэффициент интермодуляционных искажений, не более: 0,005 %

Уровень шума (взвешенный): -105 дБ (с контурами МПОС)

Настраивают контуры МПОС, подключив их к схеме и установив движки R58, R67 в положение максимального сопротивления, т.е. минимального петлевого усиления контуров МПОС. Напряжение между стоком и истоком, полевых транзисторов должно быть не более 10 B (максимально допустимое для транзистора КП103), но и не слишком малым, в противном случае добиваются нужного значения подбором резисторов R51, R52, R60, R61. Желательно, чтобы комплементарные транзисторы были подобраны в пары с близкими значениями начального тока стока и напряжения отсечки.

Вход усилителя закорачивают, к выходу подключают акустическую систему (АС) или измерительный прибор, а сигнал от источника (генератора сигналов или источника музыкальной программы, боготой низко и высокочастотными составляющими) c высокоомным выходом подают в узловую точку B, имитируя сигнал искажений. Общий провод источника соединяют с общим проводом усилителя. Регулировкой R58 добиваются максимального ослабления сигнала на выходе усилителя. Подбором R57C15 улучшают подавление высокочастотных составляющих спектра сигнала.

Настроив первый контур МПОС, отключают его от точки А, а источник-имитатор искажений – от точки B. Выход имитатора подключают параллельно резистору R35 и настраивают второй контур МПОС аналогично первому. После этого вновь подключают первый контур МПОС и наблюдают дополнительное подавление сигнала.

На завершающем этапе проводят прямую проверку подавления НИ в усилителе. Достаточно измерить лишь коэффициент интермодуляционных искажений Qи так как при достаточно малых его значениях коэффициент гармонических искажений заведомо приемлем. B соответствии с методикой на вход усилителя подают два синусоидальных сигнала с частотой 25 – 30 кГц и paзнocтью частот ≈1 кГц при одинаковой амплитуде, не превышающей половины номинальной, и оценивают уровень звука, воспроизводимого АС. При отключенных контурах МПОС можно расслышать очень тихий звук (соответствующий Q и = 0,005 %), который при их подключении полностью исчезает.

Для наглядной демонстрации подавления НИ можно временно увеличить нелинейность базового усилителя путем подключения цепочки из последовательно соединенных диода в проводящем направлении (например, Д9) и резистора сопротивлением 47 кОм параллельно резистору R9. При этом Qи базового усилителя возрастает примерно до 0,5 %, комбинационная частота становится отчетливо различимой, и можно более уверенно судить о ее подавлении при подключении контуров МПОС.

Из таких измерений следует, что каждый из контуров МПОС подавляет искажения не менее чем но 30 дБ, а оба они вместе – почти но 60 дБ, так что НИ всего усилителя измерить обычными методами невозможно из-за их крайне малой величины, а можно только оценить с учетом Qи базового усилителя, уменьшенного на три порядка, что дает фантастическую величину (Q и ≈ 0,00001 %).

Следует отметить еще одну положительную сторону применения МПОС в усилителе. Так как при прекращении действия общей ООС коэффициент усиления из-за действия ПОС стремится возрастать, то при задержках сигнала в цепи ООС контуры МПОС становятся фактически форсирующими корректирующими устройствами, которые ускоряют процессы в системе и уменьшают фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами . Благодаря этому улучшается качество переходного процесса, что также способствует уменьшению искажений.

Субъективное впечатление от работы данного усилителя трудно передать словами, нужно слышать чистоту и прозрачность его звучания. B этом отношении он не только не уступает ламповым усилителям, но и заметно превосходит их, не внося в звуковую картину практически ничего «от себя». Опыт его эксплуатации в течение 5 лет показал надежность конструкции, а периодические проверки – хорошую стабильность настройки и сохранение точности компенсации искажений в заданных пределах без дополнительных регулировок.

Печатные платы выполнены из фольгированного текстолита. Размер платы основного канала (рис.5) 150 x 105 мм, модулей МПОС (рис.6) 105 х 30 мм. После распайки всех деталей модули МПОС устанавливают на основную плату вдоль направлений, указанных стрелками на рис.1. Соответствующие печатные проводники плат соединяются согласно принципиальной схемы с помощью проволочных перемычек. Шины общего провода можно соединить с помощью проволочных растяжек, удерживающих платы во взаимно перпендикулярном положении.

Отключение и подключение контуров МПОС при настройке производится перемычками между узловыми точками A, Б и соответствующими точками модулей МПОС.

Для стерео усилителя платы основного канала и модулей МПОС имеют вдвое большую ширину – не 105, а 210 мм, и на них нанесены по два одинаковых рисунка.

Компоновке усилителя следует уделить особое внимание. Провода, соединяющие усилитель с блоком питания, должны быть максимально короткими и большого сечения. Особенно это касается провода, соединяющего шину общего провода печатной платы с «нулем» блока питания - точкой соединения конденсаторов фильтра. Если по каким-то причинам последнее требование невыполнимо, то «земляные» выводы конденсаторов С13, С14 лучше не соединять с общим проводом на плате, а, закоротив между собой, соединить с «нулем» блока питания отдельным проводом. K этому же месту подключаются и провода от акустических систем, как показано на рис.7.